Informacija

4.4: Petlje povratnih informacija - Biologija

4.4: Petlje povratnih informacija - Biologija



We are searching data for your request:

Forums and discussions:
Manuals and reference books:
Data from registers:
Wait the end of the search in all databases.
Upon completion, a link will appear to access the found materials.

Zapamtite da je homeostaza održavanje relativno stabilnog unutarnjeg okruženja. Kada je prisutan poticaj ili promjena u okolini, povratne sprege reagiraju kako bi sustavi funkcionirali blizu zadane točke ili idealne razine.

Povratne informacije

Povratna informacija je situacija kada izlaz ili odgovor petlje utječe ili utječe na ulaz ili poticaj.

Obično dijelimo povratne petlje u dvije glavne vrste:

  1. petlje pozitivne povratne informacije, u kojem promjena u danom smjeru uzrokuje dodatnu promjenu u istom smjeru.Na primjer, povećanje koncentracije tvari uzrokuje povratnu informaciju koja proizvodi kontinuirano povećanje koncentracije.
  2. negativne povratne petlje, u kojem promjena u danom smjeru uzrokuje promjenu u suprotnom smjeru. Na primjer, povećanje koncentracije tvari uzrokuje povratnu informaciju koja u konačnici uzrokuje smanjenje koncentracije tvari.

Pozitivne povratne petlje su inherentno nestabilni sustavi. Budući da promjena u ulazu uzrokuje odgovore koji proizvode stalne promjene u istom smjeru, pozitivne povratne petlje mogu dovesti do uvjeta bijega. Izraz pozitivna povratna sprega obično se koristi sve dok varijabla ima sposobnost da se pojača, čak i ako komponente petlje (receptor, kontrolni centar i efektor) nije lako identificirati. U većini slučajeva pozitivna povratna informacija je štetna, ali postoji nekoliko slučajeva u kojima pozitivna povratna informacija, kada se koristi na ograničen način, doprinosi normalnoj funkciji. Na primjer, tijekom zgrušavanja krvi, kaskada enzimskih proteina se međusobno aktivira, što dovodi do stvaranja fibrinskog ugruška koji sprječava gubitak krvi. Jedan od enzima na putu, nazvan trombin, ne samo da djeluje na sljedeći protein na putu, već ima i sposobnost aktiviranja proteina koji mu je prethodio u kaskadi. Ovaj posljednji korak dovodi do ciklusa pozitivne povratne sprege, gdje povećanje trombina dovodi do daljnjeg povećanja trombina. Treba napomenuti da postoje i drugi aspekti zgrušavanja krvi koji drže cjelokupni proces pod kontrolom, tako da razina trombina ne raste bez ograničenja. Ali ako samo uzmemo u obzir učinke trombina na sebe, to se smatra pozitivnim povratnim ciklusom. Iako neki to mogu smatrati pozitivnom povratnom spregom, takva terminologija nije univerzalno prihvaćena.

Negativne povratne petlje su inherentno stabilni sustavi. Negativne povratne sprege, u sprezi s različitim podražajima koji mogu utjecati na varijablu, obično proizvode stanje u kojem varijabla oscilira oko zadane točke. Na primjer, negativne povratne sprege koje uključuju inzulin i glukagon pomažu u održavanju razine glukoze u krvi unutar uskog raspona koncentracija. Ako razina glukoze postane previsoka, tijelo oslobađa inzulin u krvotok. Inzulin uzrokuje tjelesne stanice da uzimaju i pohranjuju glukozu, smanjujući koncentraciju glukoze u krvi. Ako glukoza u krvi postane preniska, tijelo oslobađa glukagon, što uzrokuje oslobađanje glukoze iz nekih tjelesnih stanica.

Pozitivna ocjena

U mehanizmu pozitivne povratne sprege, izlaz sustava stimulira sustav na način da dodatno povećava učinak. Uobičajeni pojmovi koji bi mogli opisati petlje ili cikluse pozitivne povratne informacije uključuju "grudvu snijega" i "lančanu reakciju". Bez proturavnoteže ili reakcije ili procesa "zaustavljanja", mehanizam pozitivne povratne sprege ima potencijal proizvesti proces u bijegu. Kao što je napomenuto, postoje neki fiziološki procesi koji se obično smatraju pozitivnom povratnom spregom, iako ne moraju svi imati prepoznatljive komponente povratne sprege. U tim slučajevima, pozitivna povratna sprega uvijek završava protu-signalizacijom koja potiskuje izvorni podražaj.

Dobar primjer pozitivne povratne informacije uključuje pojačanje trudova. Kontrakcije se započinju dok se beba pomiče u položaj, istežući cerviks izvan normalnog položaja. Povratna informacija povećava snagu i učestalost kontrakcija dok se beba ne rodi. Nakon rođenja, istezanje prestaje i petlja se prekida.

Još jedan primjer pozitivne povratne informacije javlja se tijekom dojenja, tijekom koje majka proizvodi mlijeko za svoje dojenče. Tijekom trudnoće povećava se razina hormona prolaktina. Prolaktin inače potiče proizvodnju mlijeka, ali tijekom trudnoće progesteron inhibira proizvodnju mlijeka. Pri rođenju, kada se posteljica oslobodi iz maternice, razina progesterona pada. Kao rezultat toga, proizvodnja mlijeka raste. Dok se beba hrani, njeno sisanje stimulira dojku, potičući daljnje oslobađanje prolaktina, što rezultira još većom proizvodnjom mlijeka. Ova pozitivna povratna informacija osigurava da beba ima dovoljno mlijeka tijekom hranjenja. Kada je beba odbačena i više ne doji od majke, stimulacija prestaje i prolaktin u krvi majke se vraća na razinu prije dojenja.

Gore navedeno daje primjere korisnih mehanizama pozitivne povratne informacije. Međutim, u mnogim slučajevima pozitivne povratne informacije mogu biti potencijalno štetne za životne procese. Na primjer, krvni tlak može značajno pasti ako osoba izgubi puno krvi zbog traume.

Krvni tlak je regulirana varijabla koja dovodi do toga da srce povećava brzinu (tj. broj otkucaja srca se povećava) i jače se kontrahira. Ove promjene na srcu uzrokuju da mu treba više kisika i hranjivih tvari, ali ako je volumen krvi u tijelu prenizak, samo srčano tkivo neće dobiti dovoljan protok krvi da zadovolji te povećane potrebe. Neravnoteža između potreba srca za kisikom i opskrbe kisikom može dovesti do daljnjeg oštećenja srca, što zapravo snižava krvni tlak, osiguravajući veću promjenu varijable (krvni tlak). Petlja reagira tako što pokušava još jače stimulirati srce, što dovodi do daljnjeg oštećenja srca... i petlja se nastavlja sve dok ne nastupi smrt.

Negativne povratne informacije

Većina sustava bioloških povratnih informacija su sustavi s negativnim povratnim informacijama. Negativna povratna informacija nastaje kada izlaz sustava djeluje tako da smanjuje ili prigušuje procese koji dovode do izlaza tog sustava, što rezultira manjim izlazom. Općenito, negativne povratne sprege omogućuju sustavima da se samostabiliziraju. Negativna povratna informacija je vitalni kontrolni mehanizam za homeostazu tijela.

Vidjeli ste primjer povratne sprege primijenjene na temperaturu i identificirali uključene komponente. Ovo je važan primjer kako negativna povratna sprega održava homeostazu je tjelesni termoregulacijski mehanizam. Tijelo održava relativno konstantnu unutarnju temperaturu radi optimizacije kemijskih procesa. Neuralni impulsi iz termoreceptora osjetljivih na toplinu u tijelu signaliziraju hipotalamus. Hipotalamus, koji se nalazi u mozgu, uspoređuje tjelesnu temperaturu sa zadanom vrijednošću.

Kada tjelesna temperatura padne, hipotalamus pokreće nekoliko fizioloških odgovora kako bi povećao proizvodnju topline i sačuvao toplinu:

  • Sužavanje površinskih krvnih žila (vazokonstrikcija) smanjuje dotok topline u kožu.
  • Počinje drhtanje, povećavajući proizvodnju topline od strane mišića.
  • Nadbubrežne žlijezde luče stimulativne hormone kao što su norepinefrin i epinefrin kako bi povećali brzinu metabolizma, a time i proizvodnju topline.

Ovi učinci uzrokuju porast tjelesne temperature. Kada se normalizira, hipotalamus se više ne stimulira i ti učinci prestaju.

Kada tjelesna temperatura poraste, hipotalamus pokreće nekoliko fizioloških odgovora za smanjenje proizvodnje topline i gubitak topline:

  • Širenje površinskih krvnih žila (vazodilatacija) povećava protok topline do kože i crvenilo.
  • Žlijezde znojnice oslobađaju vodu (znoj), a isparavanje hladi kožu.

Ovi učinci uzrokuju smanjenje tjelesne temperature. Kada se normalizira, hipotalamus se više ne stimulira i ti učinci prestaju.

Mnogi homeostatski mehanizmi, poput temperature, imaju različite odgovore ako je varijabla iznad ili ispod zadane točke. Kad temperatura raste, znojimo se, kad se snizi, drhtimo. Ovi odgovori koriste različite efektore za podešavanje varijable. U drugim slučajevima, povratna sprega će koristiti isti efektor za podešavanje varijable natrag prema zadanoj točki, bez obzira je li početna promjena varijable bila iznad ili ispod zadane točke. Na primjer, promjer zjenice se prilagođava kako bi se osiguralo da odgovarajuća količina svjetlosti ulazi u oko. Ako je količina svjetlosti preniska, zjenica se širi, ako je previsoka, zjenica se sužava.

Ovo se može usporediti s vožnjom. Ako je vaša brzina iznad zadane vrijednosti (vrijednost koju želite da bude), možete jednostavno smanjiti razinu gasa (tj. obalom) ili možete aktivirati drugi sustav - kočnicu. U oba slučaja usporavate, ali to se može učiniti samo "povlačenjem" na jednom sustavu ili dodavanjem drugog sustava.

Pogledajmo kako ova dva primjera funkcioniraju vezano uz normalnu homeostazu krvnog tlaka.

Krvni tlak se mjeri jer cirkulirajuća krv vrši pritisak na stijenke tjelesnih arterija. Krvni tlak se u početku stvara kontrakcijom srca. Promjene u snazi ​​i brzini kontrakcije bit će izravno povezane s promjenama krvnog tlaka. Promjene u volumenu krvi također bi bile izravno povezane s promjenama krvnog tlaka. Promjene u promjeru žila kroz koje krv putuje promijenit će otpor i imati suprotnu promjenu krvnog tlaka. Homeostaza krvnog tlaka uključuje receptore koji prate krvni tlak i kontrolne centre koji iniciraju promjene u efektorima kako bi ga održali unutar normalnog raspona.


Biofunkcionalizirani materijali koji sadrže krugove prosljeđivanja i povratne sprege na primjeru detekcije botulinum toksina A

Unaprijed i povratna sprega ključni su regulatorni elementi u staničnoj signalizaciji i obradi informacija. Sintetička biologija iskorištava te elemente za dizajn molekularnih krugova koji omogućuju reprogramiranje i kontrolu specifičnih staničnih funkcija. Ovi sklopovi služe kao osnova za inženjering složenih staničnih mreža, otvarajući vrata brojnim medicinskim i biotehnološkim primjenama. Ovdje se primjenjuje sličan princip. U biohibridne polimerne materijale ugrađeni su krugovi s povratnom spregom i pozitivnim povratnim informacijama kako bi se razvili uređaji za senzor i obradu signala. Ovaj koncept je ilustrovan detekcijom proteolitičke aktivnosti botulinum neurotoksina A. U tu svrhu, proteaze specifične za mjesto ugrađene su u materijale primatelja, odašiljača i izlaza, a njihovo oslobađanje, difuzija i/ili aktivacija povezuju se prema strujni krug ili krug s pozitivnom povratnom spregom. Razvoj kvantitativnog matematičkog modela omogućuje analizu i usporedbu performansi oba sustava. Fleksibilni dizajn mogao bi se lako prilagoditi za otkrivanje drugih toksina ili molekula od interesa. Nadalje, stanična signalizacija ili regulacijski putovi gena mogli bi pružiti dodatne nacrte za razvoj novih biohibridnih sklopova. Takvi biološki sklopovi za obradu informacija, materijalno ugrađeni, obećavaju mnogo za razne analitičke, medicinske ili biotehnološke primjene.


Zašto je moj 4-godišnjak prkosan? 7 Praktična rješenja

1. Postavite pozitivan primjer

Držite svoj temperament.

Najgore što možete učiniti je da na agresivno i ometajuće ponašanje vašeg djeteta odgovorite s više agresije.

To će vašem djetetu samo potvrditi da je to prihvatljivo ponašanje i da je to ispravan način da pokaže svoje emocije.

2. Djelujte brzo

Ovo je ključan i pametan način smirivanja bijesa prije nego što ode predaleko.

Nakon što vidite da se ometajuće ponašanje pojavljuje, djelujte brzo i brzo ga iskorijenite.

Na primjer, “Ako to ne spustiš odmah, TV se gasi i ne radi cijeli dan.”

Podržite ono što kažete i budite čvrsti u svom pristupu. Vaše dijete je dovoljno staro da shvati da vaše prijetnje nisu prazne.

3. Budite repetitivni

Ako ste jednom ukorili svoje dijete za manji prekršaj, a onda opet ne učinite istu stvar, ubrzo će shvatiti da je to prazna prijetnja i samo pritiskajte gumbe dok ne popustite.

Na kraju će se svo ovo ponavljanje isplatiti i vaša će prijetnja biti dovoljno dobra da ograniči prkosno ponašanje.

4. Povratna veza

Petlja povratnih informacija najbolji je način da stalno prilagođavate svoje roditeljstvo upravljanju djetetovim ponašanjem.

(Ovdje ću postati malo tehnički, ali ostani uz mene)

Pružatelji usluga e-pošte (kao što su Gmail, Yahoo itd.) imaju ovaj stalni tok povratnih informacija koje im njihovi klijenti pružaju kada primaju e-poštu.

Dobri e-mailovi idu u pristiglu poštu, neželjeni idu u mapu neželjene pošte. Dovoljno jednostavno, zar ne?

Pa ako je dovoljno dobro za Google, dovoljno je dobro i za vas!

Razgovarajte s djetetom nakon svakog ispada (ne izravno, dajte mu najmanje 20 minuta i manje od 1 sat)

Saznajte što je započelo ispad, zašto se odlučio tako ponašati i ako možete što ga je navelo da prestane (ili što bi ga natjeralo da prestane brže!)

Ovo se može činiti pomalo nepotrebnim, ali na temelju onoga što vam on kaže moći ćete bolje razumjeti što je i zašto pobjesnio i još bolje prilagoditi svoje roditeljstvo za sljedeći ispad.

Pokušajte, bit ćete šokirani nekim odgovorima koje dobijete.

5. Nagradite dobro ponašanje

Kao roditelji, skloni smo se usredotočiti na loše ponašanje i svoj odgovor na njega više nego na dobro ponašanje.

Kada traži a “komad voća” i ne gura ti ruku u tanjur, ljubazno pita može li ga dobiti, nagradi ga pohvalom i cijeni.

Pozitivna ponovna provedba najbolji je način filtriranja ometajućeg ponašanja prije nego što dođe do te faze.

Zadržite tablicu nagrada i dodajte naljepnice za svako dobro ponašanje, bilo malo ili veliko.

6. Monitor TV Time

TV crtići i reklame puni su ometajućih i negativnih utjecaja.

Ovo ne pomaže kod bijesa i agresije kod 4-godišnjeg dječaka.

Čak i male doze ovog lijeka mogu uzrokovati dugotrajne probleme u ponašanju ako mu je vaše dijete izloženo dovoljno puta.

Digitalne igre mogu biti jednako loše pa ćete morati ograničiti one igre koje promiču vikanje, tučnjavu i općenito ometajuće ponašanje.

Iznenadit ćete se što djeca pokupe kada gledaju TV, a to se ne vidi uvijek odmah.

Mogu proći tjednima, a da ne znaju da su pod utjecajem!

Pokušajte se držati rutine i pratiti napredak vašeg djeteta.

Većina djece se 'glumi' u različitim razvojnim fazama pa svakako shvatite na kojoj se prekretnici nalaze i je li ponašanje normalan dio toga.


Predgovor drugom izdanju ix

Predgovor prvom izdanju xi

Popis najčešće korištenih simbola xv

1 Uvod u linearne kontrole povratne sprege 1

1.1 Što su sustavi kontrole povratnih informacija? 4

1.3 Dizajn sustava upravljanja povratnom spregom 7

2.1 Primjer sustava prvog reda: RC niskopropusni 17

2.2 Primjer sustava drugog reda: sustav opruga-masa-prigušivač 18

2.3 Dobivanje odgovora sustava iz koraka ulaza 19

2.4 Sustavi i signali u Scilabu 21

3 Rješavanje diferencijalnih jednadžbi u Laplaceovom području 25

3.1 Laplaceova transformacija 25

3.2 Fourierov red i Fourierova transformacija 29

3.3 Prikaz RC lowpass i opruga-masa-prigušivača

sustavi u Laplaceovom domenu 35

3.4 Prolazni i stabilni odgovor 39

3.5 Djelomično proširenje razlomaka 42

4 Vremenski diskretni sustavi 51

4.1 Analogno-digitalna pretvorba i nulti red se drži 52

4.3 Odnos između Laplace- i z-domena 59

5 Prvi opsežni primjer: vodena kupelj s kontroliranom temperaturom 65

5.1 Matematički model procesa 65

5.2 Određivanje koeficijenata sustava 67

5.3 Model Laplaceove domene 72

5.4 Uvođenje povratne kontrole 75

5.5 Usporedba sustava otvorenog i zatvorenog kruga 77

5.6 Korištenje PI-kontrolera 79

5.7 Vremenski diskretno upravljanje 83

5.8 Vremenski diskretno upravljanje s bilinearnom transformacijom 85

6 Priča o dva pola: primjer pozicionera i značaj

6.1 Sustav za pozicioniranje glave 87

6.2 Uvođenje povratne kontrole 89

6.3 Dinamički odziv sustava zatvorene petlje 90

6.4 Upravljanje povratnom spregom s vremenski diskretnim regulatorom 93

6.5 Mjerila izvedbe dinamičkog odgovora 97

6.6 Vremenski integrirana metrika izvedbe 102

6.7 Dinamički odgovor sustava višeg reda 105

7.1 Opće jednadžbe za modele prostora stanja 109

7.2 Sustavi upravljanja povratnim informacijama u obliku prostora stanja 115

7.3 Dohvatljivost i vidljivost 118

7.4 Kontrola povratnih informacija u prostoru stanja s promatračima 119

7.5 Modeli u prostoru stanja u Scilabu 121

8 Blok dijagrami: formalni grafički opis linearnih sustava 123

8.1 Simboli blok dijagrama i grafova toka signala 123

8.2 Manipulacija blok dijagramom 124

8.3 Primjeri pojednostavljenja blok dijagrama 127

9 Linearizacija nelinearnih komponenti 133

9.1 Linearizacija komponenti s analitičkim opisom 134

9.2 Linearizacija komponenti s više ulaznih varijabli 136

9.3 Linearizacija tabličnih podataka 139

9.4 Linearizacija komponenti s grafičkim podacima 140

9.5 Učinci zasićenja 141

10 Analiza stabilnosti za linearne sustave 145

10.1 Shema Routh–Hurwitz 148

10.2 Nizovi ruta za sustave nižeg reda 149

10.3 Stabilnost vremenski diskretnih sustava s w -transformacijom 151

10.5 Nizovi žirija za sustave nižeg reda 153

10.6 Primjeri aplikacija 154

11 Metoda korijenskog lokusa 157

11.1 Grafička konstrukcija korijenskih lokusa 158

11.2 Dijagrami korijenskog lokusa u Scilabu 164

11.3 Primjer dizajna: pozicioner s PI upravljanjem 165

11.4 Primjer dizajna: redukcija rezonancije 170

11.5 Metoda korijenskog lokusa za vremenski diskretne sustave 173

12 Analiza u frekvencijskoj domeni i metode projektiranja 177

12.1 Frekvencijski odziv LTI sustava 177

12.2 Frekvencijski odziv i stabilnost 179

12.4 Definicija faze i margine pojačanja 182

12.5 Konstrukcija Bodeovih dijagrama 185

12.6 Frekvencijski odziv sustava drugog reda 186

12.7 Frekvencijski odziv digitalnih filtara 190

12.8 Nyquistov kriterij stabilnosti 193

12.9 Nyquistov kriterij stabilnosti za vremenski diskretne sustave 199

12.10 Stabilnost Nyquista u Scilabu 201

13 Robusnost sustava upravljanja povratnom spregom 203

13.1 Osjetljivost sustava 204

13.3 Uloga senzora 211

13.4 Robusnost digitalnih upravljačkih sustava 216

14 Građevinski blokovi linearnih sustava 219

14.1 Kratak uvod u operativna pojačala 219

14.2 Građevinski blokovi za vremenski kontinuirane sustave 226

14.3 Primjer digitalnog upravljačkog sustava s mikrokontrolerom 239

14.4 Građevinski blokovi za vremenski diskretne sustave i digitalne kontrolere 243


Sadržaj

Predgovor
Priznanja
Notacija
Poglavlje 1 Topološka svojstva
1.1. Pristup neuronskim masama
1.1.1. Izravna i neizravna opažanja
1.1.2. Korištenje modela u hijerarhiji
1.1.3. Makroskopski oblici kooperativne neuronske aktivnosti
1.2. Pojedinačni neuroni
1.2.1. Strukture neurona
1.2.2. Operacije neurona
1.2.3. Varijable stanja neurona
1.2.4. Specifikacija aktivnih stanja i operacija
1.2.5. Ulazno-izlazne relacije pojedinačnih neurona
1.2.6. Višestruka stabilna stanja neurona
1.2.7. Osnovne topologije mreža neurona
1.3. Neuralne mase
1.3.1. Topološka hijerarhija interaktivnih skupova
1.3.2. Varijable stanja KO i KI skupova
1.3.3. Operacije neuronskih skupova
1.3.4. Dobitak povratne sprege kao parametar za interakciju
1.3.5. Više stabilnih stanja i razine interakcije
1.3.6. Odnos višestruke stabilnosti prema neuronskim signalima
1.3.7. Uvjeti ostvarivosti
1.3.8. Korištenje diferencijalnih jednadžbi
Poglavlje 2 Vremenski ovisna svojstva
2.1. Mjerenje neuronskih događaja
2.1.1. Predstavljanje događaja po funkcijama
2.1.2. Ulazno-izlazne funkcije
2.1.3. Linearne ulazno-izlazne funkcije
2.1.4. Impuls i impulsni odgovor
2.2. Linearni modeli za neuronsku membranu
2.2.1. Topologija membrane
2.2.2. Diferencijalne jednadžbe
2.2.3. Laplaceova transformacija
2.2.4. Primjena Laplaceove transformacije na membranu
2.3. Linearni modeli za dijelove neurona
2.3.1. Konvolucija
2.3.2. Teorem konvolucije
2.3.3. Prijenosne funkcije za pulsni prijenos
2.3.4. Model jezgrenog vodiča
2.3.5. Sinaptičko kašnjenje
2.4. Linearni modeli za neurone
2.4.1. Formulacija topologije
2.4.2. Ulazno-izlazni parovi i diferencijalna jednadžba
2.4.3. Tumačenje parametara
2.4.4. Linearna funkcija za pretvorbu vala u puls
2.5. Linearni modeli za neuronske mase
2.5.1. Korištenje nelinearne regresije
2.5.2. KO Neuralni set
2.5.3. Oscilatorni odgovori iz KII skupa
Poglavlje 3 Svojstva ovisna o amplitudi
3.1. Nelinearni modeli za neuronske membrane
3.1.1. Ionska hipoteza
3.1.2. Metaboličke snage
3.1.3. Koncept ravnotežnog potencijala
3.1.4. Model propusnosti natrija
3.2. Nelinearni modeli za neurone i dijelove neurona
3.2.1. Potencijali djelovanja u aksonima
3.2.2. Nesigurnost praga u aksonima
3.2.3. Postsinaptički potencijali u dendritima
3.2.4. Ulazno-izlazni odnosi ovisni o amplitudi
3.3. Nelinearni modeli za neuronske mase
3.3.1. Pozadinska aktivnost u Wave Modu
3.3.2. Pozadinska aktivnost u pulsnom načinu rada
3.3.3. Odnosi valova i impulsa
3.3.4. Pretvorba vala u puls u KI setu
3.3.5. Pretvorba impulsa u val u KI setu
3.3.6. Forward Gain KI seta
Poglavlje 4 Svojstva ovisna o prostoru
4.1. Potencijalna polja pojedinačnih neurona
4.1.1. Osnovne funkcije za mjerenje potencijala u prostoru
4.1.2. Osnovne funkcije za potencijal u strujnim poljima
4.1.3. Potencijalne funkcije za jezgreni vodič
4.1.4. Potencijalna polja aksona
4.1.5. Čvorovi i razgranana vlakna
4.2. Potencijalna polja neuronskih masa
4.2.1. Mjerenje promatranih polja
4.2.2. Osnovne funkcije za potencijalna polja neuronskih masa
4.2.3. Složena potencijalna polja: Modularna analiza
4.3. Potencijalna polja u olfaktornoj žarulji
4.3.1. Bulbarska geometrija i topologija
4.3.2. Analiza prostorne funkcije potencijala
4.3.3. Aktivnost ovisna o vremenu
4.4. Potencijalna polja u prepiriformnom korteksu
4.4.1. Kortikalna geometrija i topologija
4.4.2. Promatrana polja kortikalnog potencijala
4.4.3. Odnos potencijalnih polja i aktivnih stanja
4.5. Divergencija i konvergencija u neuronskim masama
4.5.1. Operacija divergencije
4.5.2. Evaluacija prostornih raspodjela aktivnih stanja
4.5.3. Evaluacija sinaptičke divergencije
4.5.4. Evaluacija traktilne divergencije
Poglavlje 5 Interakcija: Pojedinačne povratne petlje s fiksnim pojačanjem
5.1. Opća svojstva pojedinačnih povratnih petlji
5.1.1. Vrste neuronskih povratnih informacija
5.1.2. Derivacija lumped Piecewise linearne aproksimacije
5.1.3. Korijenski lokus kao funkcija povratne veze
5.1.4. Pojačanje i stabilnost ovisno o amplitudi
5.2. Smanjenje s razine KI
5.2.1. Topološka analiza glomerularnog sloja
5.2.2. Diferencijalne jednadžbe za skup KIe
5.2.3. Samostabilizacija KIe seta
5.3. Smanjenje s KII razine
5.3.1. Topološka analiza olfaktorne lukovice
5.3.2. Diferencijalne jednadžbe za slučajeve otvorene petlje
5.3.3. Diferencijalne jednadžbe za slučajeve zatvorene petlje
5.4. Smanjenje s razine ubijanja
5.4.1. Topološka analiza prepiriformnog korteksa
5.4.2. Diferencijalne jednadžbe za korteks
5.4.3. Prijenosna funkcija ulaznog kanala LOT
5.4.4. Pulsno-valni odnosi u korteksu i žarulji
5.4.5. Kanali za centrifugalni ulaz
Poglavlje 6 Višestruke povratne petlje s promjenjivim pojačanjem
6.1. Stanja ravnoteže: karakteristična frekvencija
6.1.1. Definicija tri vrste povratne veze
6.1.2. Rješenje diferencijalnih jednadžbi
6.1.3. Eksperimentalni i teorijski lokusi korijena
6.1.4. Kontrola pristranosti karakteristične frekvencije
6.1.5. Korijenski lokusi ovisni o amplitudama EEG-a
6.2. Stanja graničnog ciklusa: Mehanizmi EEG-a
6.2.1. Svojstva stabilnosti KII skupova
6.2.2. Stanja graničnog ciklusa u prvom načinu rada
6.2.3. Stanja graničnog ciklusa u drugom načinu rada
6.2.4. Izvori pogreške i ograničenja
6.2.5. Usporedbe sa srodnim matematičkim modelima
Poglavlje 7 Obrada signala djelovanjem neuronske mase
7.1. Bihevioralni korelati aktivnosti valova u KII skupovima
7.1.1. Operativna osnova za korelaciju
7.1.2. Faktorska analiza AEP-a
7.1.3 Obrasci promjene AEPS-a s pažnjom
7.1.4. Predloženi kortikalni mehanizam pažnje
7.2. Transformacije neuronskih signala pomoću KII skupova
7.2.1. Neuralno kodiranje u olfaktornoj žarulji
7.2.2. Bulbarski mehanizmi za faznu modulaciju
7.2.3. Pažnja i kortikalna funkcija očekivanja
7.2.4. Mogući mehanizmi kortikalnog izlaza
7.3. Komentari u vezi s neokortikalnim masovnim djelovanjem
7.3.1. Ritmički potencijali i ritmička stimulacija
7.3.2. DC polarizacija i postojani potencijali
7.3.3. Aktivnost jedinice u korelaciji sa senzornim i motoričkim događajima
Reference
Indeks autora
Predmetno kazalo


3.1 Lagan i radi jednu stvar

Zamislimo da gradite sustav rezervacija sličan onom na Expedia.com ili cheapflights.com.au koji prima narudžbe od kupaca kako bi vam pomogao pri rezervaciji vaših letova, hotela i najma automobila. Aplikacija se sastoji od nekoliko komponenti uključujući: sučelje web-mjesta za rezervacije, mobilnu aplikaciju i višestruke pozadinske usluge za orkestriranje vašeg naloga za rezervaciju kao što je prikazano na (Slika 3).

Slika 3: Primjer arhitekture mikroservisa (online rezervacijski sustav)

Sustav će se uglavnom sastojati od 4 različita sloja:

UI je sučelje za sustav s izuzetkom bilo koje poslovne logike na strani poslužitelja. To može biti web stranica, mobilna izvorna aplikacija ili sustav nadzorne ploče za izvješćivanje za interne operacije.

Komunikacijski sloj će omogućiti korisničkom sučelju da komunicira s različitim uslugama kroz jedan pristupnik bez potrebe za izravnim pristupom bilo kojoj od usluga.

Sloj usluge sadržavat će sve mikroservise koje organizacija može koristiti. U našem primjeru imamo samo pet usluga, međutim u stvarnom svijetu to bi moglo biti stotine usluga za upravljanje svakim aspektom sustava.

Sve usluge ne bi trebale imati izravnu vezu s drugim uslugama ili dijeliti pohranu podataka. Sva komunikacija između usluga trebala bi se odvijati unutar integracijskog sloja kako bi se osiguralo razdvajanje usluga.

Stoga, svaka od usluga sustava radi jednu stvar i rješava određeni zadatak.


4 MEHANIZMI POVRATNE SVE U MOČARNIM SUSTAVIMA

4.1 Povratne albedo površine

Albedo je definiran kao omjer zračenja koje se reflektira od površine na ljestvici od 0 (crno tijelo) do 1 (sva se radijacija reflektira) (Coakley, 2003.). Klimatske promjene u kopnenom pokrivaču mogu dovesti do mehanizama povratnih informacija (slika 2), kao što su promjene u albedu površine koje mijenjaju ukupni energetski proračun (Budikova, 2009. Winton, 2008.), što može pojačati ili uravnotežiti zagrijavanje na Arktiku i na globalnoj razini. mjerilo. Promjene u opsegu morskog leda i snježnom pokrivaču na Arktiku već dovode do drastičnih promjena u površinskom albedu, osobito ljeti, koje je doživjelo veliko zatopljenje posljednjih desetljeća što je dovelo do smanjenja površine morskog leda i kašnjenja u ponovnom rastu morskog leda tijekom jeseni (Serreze , Holland, & Stroeve, 2007.). To je uzrokovalo promjenu albeda u rasponu od 0,75 za višegodišnji morski led do 0,06-0,10 za vodena tijela, ovisno o kutu dolaznog zračenja (Serreze & Barry, 2014.). Promjene u debljini leda i snježnom pokrivaču na morskom ledu dodatno mijenjaju površinski albedo (Curry, Schramm i Ebert, 1995.). Kako se veći dio zračenja apsorbira umjesto reflektira, razvija se pozitivna povratna sprega koja pojačava povećanje temperature na Arktiku (Winton, 2008.). Ovo pojačano zagrijavanje zbog smanjenog albeda površine Arktičkog oceana može utjecati na temperature na susjednim kopnenim masama do 1500 km u unutrašnjosti, pokazujući svoj učinak na arktičke močvarne sustave (Lawrence, Slater, Tomas, Holland, & Deser, 2008. Parmentier et al., 2015.). Vjeruje se da je povratna sprega leda i albeda Arktičkog oceana također vrlo utjecajna na globalnu klimu (Budikova, 2009.), s godišnjim radijacijskim djelovanjem u prosjeku od 0,1 W m −2 između 1979. i 2007. (Hudson, 2011.). Promjene u kopnenom snježnom pokrivaču uzrokovane zagrijavanjem i pojačanim padalinama uključuju kraće trajanje snježnog pokrivača i smanjenu debljinu snježnog pokrivača (Bintanja i Andry, 2017.), što snažno snižava ukupni površinski albedo (Déry & Brown, 2007.). Zahvaljujući pojačavajućem efektu ove povratne informacije, radijacijsko djelovanje se utrostručilo zbog promjena u arktičkom snježnom pokrivaču između 1910. – 1940. (0,3 W m −2 dekade −1) i 1970.–2000. (0,9 W m −2 dekade −1) (Euskirchen, McGuire , & Chapin, 2007.). Zajedno s povratnom spregom morskog leda-albedo, smatra se da je odgovoran za učinak arktičkog pojačanja (Serreze & Francis, 2006.). Sukcesija vegetacije uzrokovana zagrijavanjem, osobito migracija drvoreda prema sjeveru, također modificira površinski albedo (Frost & Epstein, 2014.) i predstavlja još jednu povratnu informaciju koja pojačava zagrijavanje. Promjena vegetacije može smanjiti površinski albedo tijekom ljeta, u rasponu od 0,14 do 0,18 za vegetaciju tundre do 0,09 za tamna crnogorična stabla (Eugster i sur., 2000.). Nadalje, presretanje snijega od strane zimzelenih četinjača može sniziti albedo zimske površine (de Wit i sur., 2014.). Međutim, procjenjuje se da ova povratna informacija čini samo oko 3% zagrijavanja uzrokovanog promjenom pokrivača, budući da je prostorni opseg promjene vegetacije do danas bio relativno mali (Chapin i sur., 2005.). Uzimajući u obzir daljnje zagrijavanje temeljeno na budućim klimatskim scenarijima i učinak vremenskog odmaka na sukcesiju vegetacije, ove povratne informacije mogu postati relevantnije u budućnosti, iako bi napredovanje listopadnih stabala prema sjeveru moglo obnoviti površinski albedo borealnih šuma, suprotstavljajući se tim povratnim informacijama (Eugster et al. ., 2000.). Povećanje biomase i smanjenje opsega morskog leda također može povećati stope evapotranspiracije i stvaranje oblaka što može smanjiti minimalni albedo u vegetiranim i nevegetiranim krajolicima do 0,02, budući da oblaci ometaju prodor radijacije (Eugster i sur., 2000.).

Površinski albedo također kontroliraju kopnene vodene površine i stoga ga mijenjaju termokrški i drenažni procesi izazvani otapanjem permafrosta. Povećanje površine površinske vode širenjem močvara i stvaranjem termokrških jezera moglo bi smanjiti albedo površine (Kokelj & Jorgenson, 2013. Runyan & D'Odorico, 2012.), uzrokujući još jednu pozitivnu povratnu informaciju koja pojačava zagrijavanje. Isušivanje močvara povećalo bi ukupni površinski albedo, dajući negativnu povratnu informaciju koja uravnotežuje zagrijavanje (Göckede i sur., 2019.).

4.2 Povratne informacije povezane s toplinskim režimom tla

Budući da je permafrost od ključnog utjecaja na arktičke močvarne sustave, mehanizmi povratne sprege koji uključuju temperaturu tla utjecat će na buduće močvarno područje (Slika 3). Sam permafrost izravno je u interakciji s toplinskim režimom, budući da smrzavanje tla povećava toplinsku vodljivost, što olakšava prodor niskih zimskih temperatura u tlo, stvarajući pozitivnu povratnu spregu (Osterkamp & Romanovsky, 1997.). Stvarna razina toplinske vodljivosti ovisi o vrsti tla i sadržaju leda (Arenson, Colgan i Marshall, 2015.). Degradirani permafrost zahtijeva manje energije za odmrzavanje i time pojačava zagrijavanje prizemnih temperatura (Eugster i sur., 2000.).

Permafrost potiče formiranje močvara ometajući prodiranje vode, što dovodi do rasta hidrofilne vegetacije i smanjuje stope razgradnje, izazivajući nakupljanje treseta (M. C. Jones, Grosse, Jones i Anthony, 2012. van Huissteden, 2020.). To izolira tlo od toplih ljetnih temperatura i time pojačava smrzavanje tla, što rezultira pozitivnom povratnom spregom i pojačava stvaranje permafrosta u močvarnim okruženjima (Woo & Young, 2003.). Međutim, utjecaji treseta na toplinsku vodljivost tla uvelike ovise o razini zasićenosti vodom. Kujala, Seppälä, and Holappa ( 2008 ) reported conductivity values of 0.23–0.28 W/mK for dry peat samples and 0.43–0.67 W/mK in frozen dry peat, 0.41–0.50 W/mK for saturated peat, and 1.48–1.49 w/mK for frozen saturated peat. This highlights the dependency on both seasonal conditions and saturation level for this feedback.

Permafrost degradation also creates feedbacks through thermokarst and drainage processes. Inundation caused by thermokarst formation enhances the thermal conductivity of the ground and hence reinforces permafrost thaw (Brouchkov, Fukuda, Fedorov, Konstantinov, & Iwahana, 2004 Quinton et al., 2011 ). Waterlogged conditions in turn inhibit forest growth and tree survival, which increases the snowpack and its insulating effect on ground temperatures, but reduces the shielding effect of trees (Chasmer, Quinton, Hopkinson, Petrone, & Whittington, 2011 Runyan & D'Odorico, 2012 ). Therefore, wetland expansion enhances ground temperatures and reinforces permafrost thaw (J. Rowland, Travis, & Wilson, 2011 ). In contrast, wetland shrinkage through drainage lowers the thermal conductivity of the ground and balances permafrost thaw through negative feedbacks (Briggs et al., 2014 Göckede et al., 2019 Woo, 2012 ).

4.3 Spatial variability of environmental changes

The consequences of warming and hydrological changes on environmental systems are not uniform throughout the Arctic but exhibit spatial variation. Table 1 shows the geographic distribution of resulting environmental changes, which have been identified as the most direct and relevant. Certain change trajectories are more widespread, such as permafrost thaw and wildfires, whereas other occur more locally, for example insect outbreaks and lake or wetland drainage. More research is needed on both the spatial and the temporal variations of these change trajectories for different types of wetlands. This should also include determination of relative strengths of interactions, in order to understand dominant feedbacks and net effects resulting from warming and hydrological changes.

Consequences of warming Geografska distribucija Reference
Permafrost dynamics Permafrost degradation Pan-Arctic (1) Subarctic Sweden (2) N Europe (3) Alaska, USA (4) NW Canada (5) N Russia (6) (1) Biskaborn et al. ( 2019 ) (2) Åkerman and Johansson ( 2008 ) (3) Harris et al. ( 2009 ) (4) Jorgenson, Shur, and Pullman ( 2006 ) (5) Quinton et al. ( 2011 ) (6) Mazhitova, Malkova (Ananjeva, Chestnykh, and Zamolodchikov ( 2004 )
Thermokarst formation Canada (1), including Banks Island (2) Alaska, USA (2) Subarctic Sweden (3) (1) Farquharson et al. ( 2019 ) (2) Fraser et al. ( 2018 ) (3) Farquharson, Mann, Grosse, Jones, and Romanovsky ( 2016 ) (4) Sannel and Kuhry ( 2011 )
Lake/wetland drainage Alaska, USA (1) Old Crow Basin, Yukon, Canada (2) Scotty Creek, Canada (3) Siberia (4) (1) Yoshikawa and Hinzman ( 2003 ) (2) Labrecque, Lacelle, Duguay, Lauriol, and Hawkings ( 2009 ) (3) Haynes et al. ( 2018 ) (4) Smith et al. ( 2005 )
Snow and sea ice Reduction in sea ice extent Arctic Ocean (1) (1) Stroeve et al. ( 2012 )
Reduction in snow cover North America (1) W Russia (2) (1) Callaghan et al. ( 2011 ) (2) Bulygina, Razuvaev, and Korshunova ( 2009 )
Ecosystem dynamics Vegetation succession Canada (1) Siberia (2) (1) Jia, Epstein, and Walker ( 2009 ) (2) Frost and Epstein ( 2014 )
Wildfires Northern Eurasia (1) including Siberia (2), North Slope of Alaska, USA (3), Canada (4) (1) Evangeliou et al. ( 2016 ) (2) Kharuk et al. ( 2021 ) (3) Creamean et al. ( 2018 ) (4) Price et al. ( 2013 )
Insect outbreaks Subarctic Sweden (1) W North America (2) (1) Heliasz et al. ( 2011 ) (2) Kurz et al. ( 2008 )

Sadržaj

Automobile race analogy Edit

As an analogy of a PLL, consider a race between two cars. One represents the input frequency, the other the PLL's output voltage-controlled oscillator (VCO) frequency. Each lap corresponds to a complete cycle. The number of laps per hour (a speed) corresponds to the frequency. The separation of the cars (a distance) corresponds to the phase difference between the two oscillating signals.

During most of the race, each car is on its own and free to pass the other and lap the other. This is analogous to the PLL in an unlocked state.

However, if there is an accident, a yellow caution flag is raised. This means neither of the race cars is permitted to overtake and pass the other car. The two race cars represent the input and output frequency of the PLL in a locked state. Each driver will measure the phase difference (a fraction of the distance around the lap) between themselves and the other race car. If the hind driver is too far away, they will increase their speed to close the gap. If they are too close to the other car, the driver will slow down. The result is that both race cars will circle the track in lockstep with a fixed phase difference (or constant distance) between them. Since neither car is allowed to lap the other, the cars make the same number of laps in a given time period. Therefore the frequency of the two signals is the same.

Clock analogy Edit

Phase can be proportional to time, [a] so a phase difference can be a time difference. Clocks are, with varying degrees of accuracy, phase-locked (time-locked) to a leader clock.

Left on its own, each clock will mark time at slightly different rates. A wall clock, for example, might be fast by a few seconds per hour compared to the reference clock at NIST. Over time, that time difference would become substantial.

To keep the wall clock in sync with the reference clock, each week the owner compares the time on their wall clock to a more accurate clock (a phase comparison), and resets their clock. Left alone, the wall clock will continue to diverge from the reference clock at the same few seconds per hour rate.

Some clocks have a timing adjustment (a fast-slow control). When the owner compared their wall clock's time to the reference time, they noticed that their clock was too fast. Consequently, the owner could turn the timing adjust a small amount to make the clock run a little slower (frequency). If things work out right, their clock will be more accurate than before. Over a series of weekly adjustments, the wall clock's notion of a second would agree with the reference time (locked both in frequency and phase within the wall clock's stability).

An early electromechanical version of a phase-locked loop was used in 1921 in the Shortt-Synchronome clock.

Spontaneous synchronization of weakly coupled pendulum clocks was noted by the Dutch physicist Christiaan Huygens as early as 1673. [1] Around the turn of the 19th century, Lord Rayleigh observed synchronization of weakly coupled organ pipes and tuning forks. [2] In 1919, W. H. Eccles and J. H. Vincent found that two electronic oscillators that had been tuned to oscillate at slightly different frequencies but that were coupled to a resonant circuit would soon oscillate at the same frequency. [3] Automatic synchronization of electronic oscillators was described in 1923 by Edward Victor Appleton. [4]

In 1925 Professor David Robertson, first professor of electrical engineering at the University of Bristol, introduced phase locking in his clock design to control the striking of the bell Great George in the new Wills Memorial Building. Robertson’s clock incorporated an electro-mechanical device that could vary the rate of oscillation of the pendulum, and derived correction signals from a circuit that compared the pendulum phase with that of an incoming telegraph pulse from Greenwich Observatory every morning at 10.00 GMT. Apart from including equivalents of every element of a modern electronic PLL, Robertson’s system was notable in that its phase detector was a relay logic implementation of the phase/frequency detector not seen in electronic circuits until the 1970s. Robertson’s work predated research towards what was later named the phase-lock loop in 1932, when British researchers developed an alternative to Edwin Armstrong's superheterodyne receiver, the Homodyne or direct-conversion receiver. In the homodyne or synchrodyne system, a local oscillator was tuned to the desired input frequency and multiplied with the input signal. The resulting output signal included the original modulation information. The intent was to develop an alternative receiver circuit that required fewer tuned circuits than the superheterodyne receiver. Since the local oscillator would rapidly drift in frequency, an automatic correction signal was applied to the oscillator, maintaining it in the same phase and frequency of the desired signal. The technique was described in 1932, in a paper by Henri de Bellescize, in the French journal L'Onde Électrique. [5] [6] [7]

In analog television receivers since at least the late 1930s, phase-locked-loop horizontal and vertical sweep circuits are locked to synchronization pulses in the broadcast signal. [8]

When Signetics introduced a line of monolithic integrated circuits like the NE565 that were complete phase-locked loop systems on a chip in 1969, [9] applications for the technique multiplied. A few years later RCA introduced the "CD4046" CMOS Micropower Phase-Locked Loop, which became a popular integrated circuit.

Phase-locked loop mechanisms may be implemented as either analog or digital circuits. Both implementations use the same basic structure. Analog PLL circuits include four basic elements:

Variations Edit

There are several variations of PLLs. Some terms that are used are analog phase-locked loop (APLL) also referred to as a linear phase-locked loop (LPLL), digital phase-locked loop (DPLL), all digital phase-locked loop (ADPLL), and software phase-locked loop (SPLL). [10]

Analog or linear PLL (APLL) Phase detector is an analog multiplier. Loop filter is active or passive. Uses a voltage-controlled oscillator (VCO). APLL is said to be a type II if its loop filter has transfer function with exactly one pole at the origin (see also Egan's conjecture on the pull-in range of type II APLL). Digital PLL (DPLL) An analog PLL with a digital phase detector (such as XOR, edge-trigger JK, phase frequency detector). May have digital divider in the loop. All digital PLL (ADPLL) Phase detector, filter and oscillator are digital. Uses a numerically controlled oscillator (NCO). Software PLL (SPLL) Functional blocks are implemented by software rather than specialized hardware. Charge-pump PLL (CP-PLL) CP-PLL is a modification of phase-locked loops with phase-frequency detector and square waveform signals. See also Gardner's conjecture on CP-PLL.

Performance parameters Edit

  • Type and order. : hold-in range (tracking range), pull-in range (capture range, acquisition range), lock-in range. [11] See also Gardner's problem on the lock-in range, Egan's conjecture on the pull-in range of type II APLL.
  • Loop bandwidth: Defining the speed of the control loop.
  • Transient response: Like overshoot and settling time to a certain accuracy (like 50 ppm).
  • Steady-state errors: Like remaining phase or timing error.
  • Output spectrum purity: Like sidebands generated from a certain VCO tuning voltage ripple.
  • Phase-noise: Defined by noise energy in a certain frequency band (like 10 kHz offset from carrier). Highly dependent on VCO phase-noise, PLL bandwidth, etc.
  • General parameters: Such as power consumption, supply voltage range, output amplitude, etc.

Phase-locked loops are widely used for synchronization purposes in space communications for coherent demodulation and threshold extension, bit synchronization, and symbol synchronization. Phase-locked loops can also be used to demodulate frequency-modulated signals. In radio transmitters, a PLL is used to synthesize new frequencies which are a multiple of a reference frequency, with the same stability as the reference frequency.

Other applications include

    of frequency modulation (FM): If PLL is locked to a FM signal, the VCO tracks the instantaneous frequency of the input signal. The filtered error voltage which controls the VCO and maintains lock with the input signal is demodulated FM output. The VCO transfer characteristics determine the linearity of the demodulated out. Since the VCO used in an integrated-circuit PLL is highly linear, it is possible to realize highly linear FM demodulators.
  • Demodulation of frequency-shift keying (FSK): In digital data communication and computer peripherals, binary data is transmitted by means of a carrier frequency which is shifted between two preset frequencies.
  • Recovery of small signals that otherwise would be lost in noise (lock-in amplifier to track the reference frequency)
  • Recovery of clock timing information from a data stream such as from a disk drive in microprocessors that allow internal processor elements to run faster than external connections, while maintaining precise timing relationships
  • Demodulation of modems and other tone signals for telecommunications and remote control. of video signals Phase-locked loops are also used to synchronize phase and frequency to the input analog video signal so it can be sampled and digitally processed in frequency modulation mode, to detect changes of the cantilever resonance frequency due to tip–surface interactions drive

Clock recovery Edit

Some data streams, especially high-speed serial data streams (such as the raw stream of data from the magnetic head of a disk drive), are sent without an accompanying clock. The receiver generates a clock from an approximate frequency reference, and then phase-aligns to the transitions in the data stream with a PLL. This process is referred to as clock recovery. For this scheme to work, the data stream must have a transition frequently enough to correct any drift in the PLL's oscillator. Typically, some sort of line code, such as 8b/10b encoding, is used to put a hard upper bound on the maximum time between transitions.

Deskewing Edit

If a clock is sent in parallel with data, that clock can be used to sample the data. Because the clock must be received and amplified before it can drive the flip-flops which sample the data, there will be a finite, and process-, temperature-, and voltage-dependent delay between the detected clock edge and the received data window. This delay limits the frequency at which data can be sent. One way of eliminating this delay is to include a deskew PLL on the receive side, so that the clock at each data flip-flop is phase-matched to the received clock. In that type of application, a special form of a PLL called a delay-locked loop (DLL) is frequently used. [12]

Clock generation Edit

Many electronic systems include processors of various sorts that operate at hundreds of megahertz. Typically, the clocks supplied to these processors come from clock generator PLLs, which multiply a lower-frequency reference clock (usually 50 or 100 MHz) up to the operating frequency of the processor. The multiplication factor can be quite large in cases where the operating frequency is multiple gigahertz and the reference crystal is just tens or hundreds of megahertz.

Spread spectrum Edit

All electronic systems emit some unwanted radio frequency energy. Various regulatory agencies (such as the FCC in the United States) put limits on the emitted energy and any interference caused by it. The emitted noise generally appears at sharp spectral peaks (usually at the operating frequency of the device, and a few harmonics). A system designer can use a spread-spectrum PLL to reduce interference with high-Q receivers by spreading the energy over a larger portion of the spectrum. For example, by changing the operating frequency up and down by a small amount (about 1%), a device running at hundreds of megahertz can spread its interference evenly over a few megahertz of spectrum, which drastically reduces the amount of noise seen on broadcast FM radio channels, which have a bandwidth of several tens of kilohertz.

Clock distribution Edit

Typically, the reference clock enters the chip and drives a phase locked loop (PLL), which then drives the system's clock distribution. The clock distribution is usually balanced so that the clock arrives at every endpoint simultaneously. One of those endpoints is the PLL's feedback input. The function of the PLL is to compare the distributed clock to the incoming reference clock, and vary the phase and frequency of its output until the reference and feedback clocks are phase and frequency matched.

PLLs are ubiquitous—they tune clocks in systems several feet across, as well as clocks in small portions of individual chips. Sometimes the reference clock may not actually be a pure clock at all, but rather a data stream with enough transitions that the PLL is able to recover a regular clock from that stream. Sometimes the reference clock is the same frequency as the clock driven through the clock distribution, other times the distributed clock may be some rational multiple of the reference.

AM detection Edit

A PLL may be used to synchronously demodulate amplitude modulated (AM) signals. The PLL recovers the phase and frequency of the incoming AM signal's carrier. The recovered phase at the VCO differs from the carrier's by 90°, so it is shifted in phase to match, and then fed to a multiplier. The output of the multiplier contains both the sum and the difference frequency signals, and the demodulated output is obtained by low pass filtering. Since the PLL responds only to the carrier frequencies which are very close to the VCO output, a PLL AM detector exhibits a high degree of selectivity and noise immunity which is not possible with conventional peak type AM demodulators. However, the loop may lose lock where AM signals have 100% modulation depth. [13]

Jitter and noise reduction Edit

One desirable property of all PLLs is that the reference and feedback clock edges be brought into very close alignment. The average difference in time between the phases of the two signals when the PLL has achieved lock is called the static phase offset (također se zove steady-state phase error). The variance between these phases is called tracking jitter. Ideally, the static phase offset should be zero, and the tracking jitter should be as low as possible. [ dvojbeno – raspravljati ]

Phase noise is another type of jitter observed in PLLs, and is caused by the oscillator itself and by elements used in the oscillator's frequency control circuit. Some technologies are known to perform better than others in this regard. The best digital PLLs are constructed with emitter-coupled logic (ECL) elements, at the expense of high power consumption. To keep phase noise low in PLL circuits, it is best to avoid saturating logic families such as transistor-transistor logic (TTL) or CMOS. [14]


Another desirable property of all PLLs is that the phase and frequency of the generated clock be unaffected by rapid changes in the voltages of the power and ground supply lines, as well as the voltage of the substrate on which the PLL circuits are fabricated. This is called substrate and supply noise rejection. The higher the noise rejection, the better.

To further improve the phase noise of the output, an injection locked oscillator can be employed following the VCO in the PLL.

Frequency synthesis Edit

In digital wireless communication systems (GSM, CDMA etc.), PLLs are used to provide the local oscillator up-conversion during transmission and down-conversion during reception. In most cellular handsets this function has been largely integrated into a single integrated circuit to reduce the cost and size of the handset. However, due to the high performance required of base station terminals, the transmission and reception circuits are built with discrete components to achieve the levels of performance required. GSM local oscillator modules are typically built with a frequency synthesizer integrated circuit and discrete resonator VCOs. [ potreban je citat ]

A phase detector compares two input signals and produces an error signal which is proportional to their phase difference. The error signal is then low-pass filtered and used to drive a VCO which creates an output phase. The output is fed through an optional divider back to the input of the system, producing a negative feedback loop. If the output phase drifts, the error signal will increase, driving the VCO phase in the opposite direction so as to reduce the error. Thus the output phase is locked to the phase at the other input. This input is called the reference. [ potreban je citat ]

Analog phase locked loops are generally built with an analog phase detector, low pass filter and VCO placed in a negative feedback configuration. A digital phase locked loop uses a digital phase detector it may also have a divider in the feedback path or in the reference path, or both, in order to make the PLL's output signal frequency a rational multiple of the reference frequency. A non-integer multiple of the reference frequency can also be created by replacing the simple divide-by-N counter in the feedback path with a programmable pulse swallowing counter. This technique is usually referred to as a fractional-N synthesizer or fractional-N PLL. [ dvojbeno – raspravljati ]

The oscillator generates a periodic output signal. Assume that initially the oscillator is at nearly the same frequency as the reference signal. If the phase from the oscillator falls behind that of the reference, the phase detector changes the control voltage of the oscillator so that it speeds up. Likewise, if the phase creeps ahead of the reference, the phase detector changes the control voltage to slow down the oscillator. Since initially the oscillator may be far from the reference frequency, practical phase detectors may also respond to frequency differences, so as to increase the lock-in range of allowable inputs. Depending on the application, either the output of the controlled oscillator, or the control signal to the oscillator, provides the useful output of the PLL system. [ potreban je citat ]

Phase detector Edit

A phase detector (PD) generates a voltage, which represents the phase difference between two signals. In a PLL, the two inputs of the phase detector are the reference input and the feedback from the VCO. The PD output voltage is used to control the VCO such that the phase difference between the two inputs is held constant, making it a negative feedback system. [15]


Different types of phase detectors have different performance characteristics.

For instance, the frequency mixer produces harmonics that adds complexity in applications where spectral purity of the VCO signal is important. The resulting unwanted (spurious) sidebands, also called "reference spurs" can dominate the filter requirements and reduce the capture range well below or increase the lock time beyond the requirements. In these applications the more complex digital phase detectors are used which do not have as severe a reference spur component on their output. Also, when in lock, the steady-state phase difference at the inputs using this type of phase detector is near 90 degrees. [ potreban je citat ]

In PLL applications it is frequently required to know when the loop is out of lock. The more complex digital phase-frequency detectors usually have an output that allows a reliable indication of an out of lock condition.

An XOR gate is often used for digital PLLs as an effective yet simple phase detector. It can also be used in an analog sense with only slight modification to the circuitry.

Filter Edit

The block commonly called the PLL loop filter (usually a low pass filter) generally has two distinct functions.

The primary function is to determine loop dynamics, also called stability. This is how the loop responds to disturbances, such as changes in the reference frequency, changes of the feedback divider, or at startup. Common considerations are the range over which the loop can achieve lock (pull-in range, lock range or capture range), how fast the loop achieves lock (lock time, lock-up time or settling time) and damping behavior. Depending on the application, this may require one or more of the following: a simple proportion (gain or attenuation), an integral (low pass filter) and/or derivative (high pass filter). Loop parameters commonly examined for this are the loop's gain margin and phase margin. Common concepts in control theory including the PID controller are used to design this function.

The second common consideration is limiting the amount of reference frequency energy (ripple) appearing at the phase detector output that is then applied to the VCO control input. This frequency modulates the VCO and produces FM sidebands commonly called "reference spurs".

The design of this block can be dominated by either of these considerations, or can be a complex process juggling the interactions of the two. Typical trade-offs are increasing the bandwidth usually degrades the stability or too much damping for better stability will reduce the speed and increase settling time. Often also the phase-noise is affected.

Oscillator Edit

All phase-locked loops employ an oscillator element with variable frequency capability. This can be an analog VCO either driven by analog circuitry in the case of an APLL or driven digitally through the use of a digital-to-analog converter as is the case for some DPLL designs. Pure digital oscillators such as a numerically controlled oscillator are used in ADPLLs. [ potreban je citat ]

Feedback path and optional divider Edit

PLLs may include a divider between the oscillator and the feedback input to the phase detector to produce a frequency synthesizer. A programmable divider is particularly useful in radio transmitter applications, since a large number of transmit frequencies can be produced from a single stable, accurate, but expensive, quartz crystal–controlled reference oscillator.

Frequency multiplication can also be attained by locking the VCO output to the Nth harmonic of the reference signal. Instead of a simple phase detector, the design uses a harmonic mixer (sampling mixer). The harmonic mixer turns the reference signal into an impulse train that is rich in harmonics. [b] The VCO output is coarse tuned to be close to one of those harmonics. Consequently, the desired harmonic mixer output (representing the difference between the N harmonic and the VCO output) falls within the loop filter passband.

It should also be noted that the feedback is not limited to a frequency divider. This element can be other elements such as a frequency multiplier, or a mixer. The multiplier will make the VCO output a sub-multiple (rather than a multiple) of the reference frequency. A mixer can translate the VCO frequency by a fixed offset. It may also be a combination of these. An example being a divider following a mixer this allows the divider to operate at a much lower frequency than the VCO without a loss in loop gain.

Time domain model of APLL Edit

The VCO frequency is usually taken as a function of the VCO input g ( t ) as

The loop filter can be described by a system of linear differential equations

Hence the following system describes PLL

Phase domain model of APLL Edit

Then the following dynamical system describes PLL behavior

Example Edit

Consider sinusoidal signals

and a simple one-pole RC circuit as a filter. The time-domain model takes the form

PD characteristics for this signals is equal [18] to

Hence the phase domain model takes the form

This system of equations is equivalent to the equation of mathematical pendulum

Linearized phase domain model Edit

Phase locked loops can also be analyzed as control systems by applying the Laplace transform. The loop response can be written as

  • θ o > is the output phase in radians
  • θ i > is the input phase in radians
  • K p > is the phase detector gain in volts per radian
  • K v > is the VCO gain in radians per volt-second
  • F ( s ) is the loop filter transfer function (dimensionless)

The loop characteristics can be controlled by inserting different types of loop filters. The simplest filter is a one-pole RC circuit. The loop transfer function in this case is

The loop response becomes:

This is the form of a classic harmonic oscillator. The denominator can be related to that of a second order system:

For the one-pole RC filter,

The loop natural frequency is a measure of the response time of the loop, and the damping factor is a measure of the overshoot and ringing. Ideally, the natural frequency should be high and the damping factor should be near 0.707 (critical damping). With a single pole filter, it is not possible to control the loop frequency and damping factor independently. For the case of critical damping,

A slightly more effective filter, the lag-lead filter includes one pole and one zero. This can be realized with two resistors and one capacitor. The transfer function for this filter is

This filter has two time constants

Substituting above yields the following natural frequency and damping factor

The loop filter components can be calculated independently for a given natural frequency and damping factor

Real world loop filter design can be much more complex e.g. using higher order filters to reduce various types or source of phase noise. (See the D Banerjee ref below)

Implementing a digital phase-locked loop in software Edit

Digital phase locked loops can be implemented in hardware, using integrated circuits such as a CMOS 4046. However, with microcontrollers becoming faster, it may make sense to implement a phase locked loop in software for applications that do not require locking onto signals in the MHz range or faster, such as precisely controlling motor speeds. Software implementation has several advantages including easy customization of the feedback loop including changing the multiplication or division ratio between the signal being tracked and the output oscillator. Furthermore, a software implementation is useful to understand and experiment with. As an example of a phase-locked loop implemented using a phase frequency detector is presented in MATLAB, as this type of phase detector is robust and easy to implement.

In this example, an array tracksig is assumed to contain a reference signal to be tracked. The oscillator is implemented by a counter, with the most significant bit of the counter indicating the on/off status of the oscillator. This code simulates the two D-type flip-flops that comprise a phase-frequency comparator. When either the reference or signal has a positive edge, the corresponding flip-flop switches high. Once both reference and signal is high, both flip-flops are reset. Which flip-flop is high determines at that instant whether the reference or signal leads the other. The error signal is the difference between these two flip-flop values. The pole-zero filter is implemented by adding the error signal and its derivative to the filtered error signal. This in turn is integrated to find the oscillator frequency.

In practice, one would likely insert other operations into the feedback of this phase-locked loop. For example, if the phase locked loop were to implement a frequency multiplier, the oscillator signal could be divided in frequency before it is compared to the reference signal.


3. Rules

3.1. Što?

3.1.1. Determine what happens

3.1.2. Create a nontechnical model of the microinteraction

3.1.3. They define what can and cannot be done, and in what order

3.1.4. 1. Determine the goal of the microinteraction

3.1.4.1. Understandable (I know why I'm doing this) and achievable (I know I can do this) Goal - end state ex: login - goal: to get the user logged in [not just to enter a user and pass]

3.1.5.1. how the microinteraction responds to the trigger being activated

3.1.5.2. what control the user has (if any) over a microinteraction in process

3.1.5.3. the sequence in which actions take place and the timing

3.1.5.4. what data is being used and from where

3.1.5.5. the configuration and parameters of any algorithms

3.1.5.6. what feedback is delivered and when

3.1.5.7. what mode the microinteraction is in if the microinteraction repeats and how often one time activity or does it loop? what happens when the microinteraction ends?

3.2. Primjer

3.2.1. Initial: 1. On an item page, user clicks Add to Cart button. 2. The item is added to the Shopping Cart

3.2.2. Upgraded: 1. On an item page, check to see if the user has purchased this item before. If so, change the button label from Add to Cart to Add Again to Cart. 2. Does the user already have this item in the cart? If so, change Add to Cart to Add Another to Cart. 3. The user clicks button. 4. The item is added to the Shopping Cart

3.3. Principi

3.3.1. Principle 1: Don't start from zero!

3.3.1.1. First question after trigger: what do I know about the user and the context?

3.3.1.2. (platform/device, time of day, battery life, location, user's past actions etc)

3.3.2. Principle 2: Absorb complexity

3.3.2.1. All activities have an inherent complexity there is a point beyond which you cannot simplify a process any further

3.3.2.2. What to do with that complexity: either the system handles it -> removes control from the user or the user -> more decisions, more control

3.3.2.3. Suggested: handle most of the decision making if possible.

3.3.2.4. Complexity? Which parts the user might like to have and when?

3.3.2.5. Limited options and smart defaults

3.3.2.5.1. The best way to keep rules to a minimum is to limit options

3.3.2.5.2. The most prominent default should be the action that most people do most of the time

3.3.3. Principle 3: Use rules to prevent errors

3.3.3.1. ex: Apple chargers vs. USB

3.3.3.2. ex: Gmail "I've attached" with no attachments

3.3.3.3. Make human errors impossible. Keep copy short. Never use instructional text where a label will suffice.


4.9 Summary

System Dynamics is a methodological approach that is used to implement a conceptual model of a system into a computer model. System Dynamics software takes diagrammatic notations (“Stock and Flow diagrams”) as input and calculates the flows between stocks by using partial differential equations. The result is the temporally continuous dynamic behaviour of the stocks in a system over time. The below table shall sum up, what we have discussed in this chapter:

  • One-stock systems can exhibit growth or decay (linear, exponential, logistic), stable equilibria and oscillations (caused by delay).
  • Two-stock systems additionally can result in oscillations (mutually connected stocks) and multiple equilibria.
  • Three-stock systems additionally can exhibit chaotic behaviour.

Reference

Lorenz, Edward. 1972. godine. Predictability: Does the Flap of a Butterfly’s Wing in Brazil Set Off a Tornado in Texas? na.


Gledaj video: Mala šola kvačkanja, 6. lekcija: šibična petlja (Kolovoz 2022).